Виды радиосигналов и их основные параметры. Курсовая работа: Анализ радиосигналов и расчет характеристик оптимальных согласованных фильтров. Измерение параметров импульсных сигналов
Радиосигналами называют электромагнитные волны или электрические высокочастотные колебания, которые заключают в себе передаваемое сообщение. Для образования сигнала параметры высокочастотных колебаний изменяются (модулируются) с помощью управляющих сигналов, которые представляют собой напряжение, изменяющееся по заданному закону. В качестве модулируемых обычно используются гармонические высокочастотные колебания:
где w 0 =2πf 0 – высокая несущая частота;
U 0 – амплитуда высокочастотных колебаний.
К наиболее простым и часто используемым управляющим сигналам относятся гармоническое колебание
где Ω – низкая частота, много меньшая w 0 ; ψ – начальная фаза; U m – амплитуда, а также прямоугольные импульсные сигналы, которые характеризуются тем, что значение напряжения U упр (t )=U в течение интервалов времени τ и, называемых длительностью импульсов, и равно нулю в течение интервала между импульсами (рис.1.13). Величина T и называется периодом повторения импульсов; F и =1/T и – частота их повторения. Отношение периода повторения импульсов T и к длительности τ и называется скважностью Q импульсного процесса: Q =T и /τ и.
| U упр (t ) |
| T и |
| τ и |
| U |
| t |
Рис.1.13. Последовательность прямоугольных импульсов
В зависимости от того, какой параметр высокочастотного колебания изменяется (модулируется) с помощью управляющего сигнала, различают амплитудную, частотную и фазовую модуляцию.
При амплитудной модуляции (АМ) высокочастотных колебаний низкочастотным синусоидальным напряжением частотой Ω мод образуется сигнал, амплитуда которого изменяется во времени (рис.1.14):
Параметр m =U m /U 0 называют коэффициентом амплитудной модуляции. Его значения заключены в интервале от единицы до нуля: 1≥m≥0. Коэффициент модуляции, выраженный в процентах (т.е. m ×100%), называется глубиной амплитудной модуляции.
| t |
| U АМ (t ) |
Рис. 1.14. Амплитудно-модулированный радиосигнал
При фазовой модуляции (ФМ) высокочастотного колебания синусоидальным напряжением амплитуда сигнала остается постоянной, а его фаза получает дополнительное приращение Δy под воздействием модулирующего напряжения: Δy=k ФМ U м sinW мод t , где k ФМ – коэффициент пропорциональности. Высокочастотный сигнал с фазовой модуляцией по синусоидальному закону имеет вид
При частотной модуляции (ЧМ) управляющий сигнал изменяет частоту высокочастотных колебаний. Если модулирующее напряжение изменяется по синусоидальному закону, то мгновенное значение частоты модулированных колебаний w=w 0 + k ЧМ U м sinW мод t , где k ЧМ – коэффициент пропорциональности. Наибольшее изменение частоты w по отношению к ее среднему значению w 0 , равное Δw М = k ЧМ U м, называется девиацией частоты. Частотно-модулированный сигнал может быть записан следующим образом:
Величина, равная отношению девиации частоты к частоте модуляции (Δw м /W мод = m ЧМ), называется коэффициентом частотной модуляции.
На рис.1.14 изображены высокочастотные сигналы при АМ, ФМ и ЧМ. Во всех трех случаях используется одинаковое модулирующее напряжение U мод, изменяющееся по симметричному пилообразному закону U мод (t )= k мод t , где k мод >0 на отрезке времени 0t 1 и k мод <0 на отрезке t 1 t 2 (рис.1.15,а).
При АМ частота сигнала остается постоянной (w 0), а амплитуда изменяется по закону модулирующего напряжения U АМ (t ) = U 0 k мод t (рис.1.15,б).
Частотномодулированный сигнал (рис.1.15,в) характеризуется постоянством амплитуды и плавным изменением частоты: w(t ) = w 0 +k ЧМ t . На отрезке времени от t =0 до t 1 частота колебаний увеличивается от значения w 0 до значения w 0 +k ЧМ t 1 , а на отрезке от t 1 до t 2 частота уменьшается опять до значения w 0 .
Фазомодулированный сигнал (рис.1.15,г) имеет постоянную амплитуду и скачкообразное изменение частоты. Поясним это аналитически. При ФМ под воздействием модулирующего напряжения
t
U
АМ (t
)
t
U
ЧМ (t
)
а)
б)
t
U
мод (t
)
t
1
t
2
w 0
t
U
фМ (t
)
г)
w 1
w 2
в)
Рис.1.15. Сравнительный вид модулированных колебаний при АМ, ЧМ и ФМ:
а – модулирующее напряжение; б – амплитудно-модулированный сигнал;
в – частотно-модулированный сигнал; г – фазомодулированный сигнал
фаза сигнала получает дополнительное приращение Δy=k ФМ t , следовательно высокочастотный сигнал с фазовой модуляцией по пилообразному закону имеет вид
Таким образом, на отрезке 0t
1 частота равна w 1 >w 0 , а на отрезке t
1 t
2 она равна w 2 При передаче последовательности импульсов, например, двоичного цифрового кода (рис.1.16,а), также может использоваться АМ, ЧМ и ФМ. Такой вид модуляции называется манипуляцией или телеграфией (АТ, ЧТ и ФТ). Рис.1.16. Сравнительный вид манипулированных колебании при АТ, ЧТ и ФТ
При амплитудной телеграфии образуется последовательность высокочастотных радиоимпульсов, амплитуда которых постоянна в течение длительности модулирующих импульсов τ и, и равна нулю все остальное время (рис.1.16,б). При частотной телеграфии образуется высокочастотный сигнал с постоянной амплитудой, и частотой, принимающей два возможных значения (рис.1.16,в). При фазовой телеграфии образуется высокочастотный сигнал с постоянной амплитудой и частотой, фаза которого изменяется на 180° по закону модулирующего сигнала (рис.1.16,г). Министерство общего и профессионального образования Российской Федерации УГТУ-УПИ имени С.М. Кирова
Теоретические основы радиотехники АНАЛИЗ РАДИОСИГНАЛОВ И РАСЧЕТ ХАРАКТЕРИСТИК ОПТИМАЛЬНЫХ СОГЛАСОВАННЫХ ФИЛЬТРОВ КУРСОВОй ПРОЕКТ ЕКАТЕРИНБУРГ 2001 год
Введение Расчёт акф заданного сигнала Заключение Перечень условных обозначений Библиографический список Информация ценилась всегда, а с развитием человечества информации становится все больше и больше. Информационные потоки превратились в огромные реки. В связи с этим возникло несколько проблем передачи информации. Информацию всегда ценили за ее достоверность и полноту поэтому ведется борьба за передачу ее без потерь и искажения. С еще одной проблемой при выборе оптимального сигнала. Все это переносится и на радиотехнику где разрабатываются приемные передающее и обрабатывающие эти сигналы. Скорость и сложность предаваемых сигналов постоянно усложняется оборудование. Для получения и закрепления знаний по обработке простейших сигналов в учебном курсе есть практическое задание. В данной курсовой работе рассматривается прямоугольная когерентная пачка, состоящая из N трапецеидальных (длительность вершины равна одной третьей длительности основания) радиоимпульсов, где: а) несущая частота,1,11МГц б) длительность импульса (длительность основания),15мкс в) частота следования,11.2 кГц г) число импульсов в пачке,9 Для заданного типа сигнала необходимо произвести (привести): Расчёт АКФ Расчет спектра амплитуд и энергетического спектра Расчет импульсной характеристики, согласованного фильтра Спектральная плотность - есть коэффициент пропорциональности между длиной малого интервала частот D
f
и отвечающей ему комплексной амплитудой гармонического сигнала D
A с частотой f 0.
Спектральное представление сигналов открывает прямой путь к анализу прохождению сигналов через широкий класс радиотехнических цепей, устройств и систем. Энергетический спектр полезен для получения различных инженерных оценок, устанавливающих реальную ширину спектра того или иного сигнала. Для количественного определения степени отличия сигнала U (t)
и его смещенной во времени копии U (t-
t)
принято вводить АКФ. Зафиксируем произвольный момент времени и постараемся так выбрать функцию , чтобы величина достигала максимально возможного значения. Если такая функция действительно существует, то отвечающий ей линейный фильтр называют согласованным фильтром. Курсовая работа по заключительной части предмета "Теория радиотехнических сигналов и цепей" охватывает разделы курса, посвященного основам теории сигналов и их оптимальной линейной фильтрации. Целями работы являются: изучение временных и спектральных характеристик импульсных радиосигналов, применяемых в радиолокации, радионавигации, радио телеметрии и смежных областях; приобретение навыков по расчету и анализу корреляционных и спектральных характеристик детерминированных сигналов (автокорреляционных функций, спектров амплитуд и энергетических спектров). В курсовой работе для заданного типа сигнала необходимо произвести: Расчет АКФ. Расчет спектра амплитуд и энергетического спектра. Импульсной характеристики согласованного фильтра. В данной курсовой работе рассматривается прямоугольная когерентная пачка трапецеидальных радиоимпульсов. Параметры сигнала: несущая частота (частота радиозаполнения),1,11 МГц длительность импульсов, (длительность основания) 15 мкс частота следования,11,2 кГц число импульсов в пачке,9 Автокорреляционная функция (АКФ) сигнала U (t)
служит для количественного определения степени отличия сигнала U (t)
и его смещённой во времени копии свойство чётности: Т.е. K
U
(t
) =K
U
(-
t
). при любом значении временного сдвига t
модуль АКФ не превосходитэнергии сигнала: ½K
U
(t
) ½£K
U
(0
), что вытекает из неравенства Коши - Буняковского. Итак, АКФ представляется симметричной кривой с центральным максимумом, который всегда положителен, а в нашем случае АКФ имеет ещё и колебательный характер. Необходимо отметить, что АКФ имеет связь с энергетическим спектром сигнала: Часто удобнее вначале получить автокорреляционую функцию, а затем, используя преобразование Фурье, найти энергетический спектр сигнала. Энергетический спектр - представляет собой зависимость ½G
(w
) ½ от частоты. Согласованные же с сигналом фильтры обладают следующими свойствами: Сигнал на выходе согласованного фильтра и функция корреляции выходного шума имеют вид автокорреляционной функции полезного входного сигнала. Среди всех линейных фильтров согласованный фильтр даёт на выходе максимальное отношение пикового значения сигнала к среднеквадратичному значению шума. Рис.1. Прямоугольная когерентная пачка трапецеидальных радиоимпульсов В нашем случае сигнал представляет собой прямоугольную пачку трапецеидальных (длительность вершины равна одной третьей длительности основания) радиоимпульсов (см. рис 1)
в которой число импульсов N=9, а длительность импульса T i
=15 мкс. Рис.2. Сдвиг копии огибающей сигнала Для величины сдвига T принадлежащего промежутку от нуля до одной третьей длительности импульса необходимо решить интеграл: Решая этот интеграл, получаем выражение для главного лепестка АКФ данного сдвига копии огибающей сигнала: Для T принадлежащего промежутку от одной третьей до двух третьих длительности импульса получаем следующий интеграл: Решая его, получаем: Для Т, принадлежащего промежутку от двух третьих длительности импульса до длительности импульса интеграл, имеет вид: Поэтому в результате решения имеем: С учётом свойства симметрии (чётности) АКФ (смотрите введение) и соотношения, связывающего АКФ радиосигнала и АКФ его комплексной огибающей: в которых, входящие функции, имеют вид: Таким образом, на рисунке 3
изображён главный лепесток АКФ радиоимпульса и его огибающей, т.е. когда в результате сдвига копии сигнала, когда участвуют все 9 импульсов пачки, т.е. N = 9. Видно, что АКФ радиоимпульса имеет колебательный характер, но в центре обязательно максимум. При дальнейшем сдвиге число пересекающихся импульсов сигнала и его копии будет уменьшаться на единицу, а, следовательно, и амплитуда через каждый период следования T ip
= 89,286 мкс. Поэтому, окончательно АКФ будут иметь вид как на рисунке 4 (
16 лепестков, отличающихся от главного только амплитудами) с учётом того,
что на этом рисунке Т=T ip
.: Рис. 3. АКФ главного лепестка радиоимпульса и его огибающей Рис. 4. АКФ Прямоугольной когерентной пачки трапецеидальных радиоимпульсов Рис. 5. Огибающая пачки радиоимпульсов. Для расчёта спектральной плотности воспользуемся, как и при расчётах АКФ, функциями огибающей радиосигнала (смотрите рис.2),
которые имеют вид: и преобразованием Фурье для получения спектральных функций, которые с учётом пределов интегрирования для n-го импульса будут рассчитываться по формулам: для огибающей радиоимпульса и: для радиоимпульса соответственно. График этой функции представлен на (рис.5).
на рисунке для наглядности рассмотрен разный частотный диапазон Рис. 6. Спектральная плотность огибающей радиосигнала. Как и ожидалось, главный максимум расположен в центре, т.е. при частоте w =0. Энергетический же спектр равен квадрату спектральной плотности и поэтому график спектра имеет вид как на (рис 6)
т.е. очень похож на график спектральной плотности: Рис. 7. Энергетический спектр огибающей радиосигнала. Вид спектральной плотности для радиосигнала будет иной, поскольку вместо одного максимума при w = 0 будет наблюдаться два максимума при w = ±wо, т.е. спектр видеоимпульса (огибающей радиосигнала) переносится в область высоких частот с уменьшением вдвое абсолютного значения максимумов (см. рис.7).
Вид энергетического же спектра радиосигнала будет так же очень похож на вид спектральной плотности радиосигнала, т.е. тоже будет осуществлён перенос спектра в область высоких частот и так же будет наблюдаться два максимума (см. рис.8).
Рис. 8. Спектральная плотность пачки радиоимпульсов. Как известно, наряду с полезным сигналом, зачастую присутствуют шумы и поэтому при слабом полезном сигнале иногда трудно определить есть полезный сигнал или нет. Для приёма сигнала сдвинутого во времени на фоне белого гауссовского шума (белый гауссовский шум "БГС" имеет равномерную плотность распределения) n (t) т.е. y (t)
= + n (t), отношение правдоподобия при приёме сигнала известной формы имеет вид: где No
- спектральная плотность шума. Поэтому приходим к выводу, что оптимальная обработка принимаемых данных - суть корреляционный интеграл Полученная функция представляет собой ту существенную операцию, которую следует выполнить над наблюдаемым сигналом с тем, чтобы оптимальным (с позиции критерия минимума среднего риска) образом принять решение о наличии или отсутствии полезного сигнала. Не вызывает сомнений тот факт, что данная операция может быть реализована линейным фильтром. Действительно, сигнал на выходе фильтра с импульсной характеристикой g (t)
имеет вид: Как видно, при выполнении условия g (r-x) = K
×S (r-
t)
эти выражения эквивалентны и тогда после замены t = r-x
получаем: где К
- постоянная, а to
- фиксированное время, при котором наблюдается выходной сигнал. Фильтр с такой импульсной характеристикой g (t) (
смотрите выше) называется согласованным. Для того чтобы определить импульсную характеристику необходимо сигнал S (t)
сместить на tо
влево, т.е. получим функцию S (tо + t),
а функцию S (tо - t)
получить путём зеркального отображения сигнала относительно оси координат, т.е. импульсная характеристика согласованного фильтра будет равна входному сигналу, и при этом получаем на выходе согласованного фильтра максимальное отношение "сигнал-шум". Рис. 10. Звено формирования радиоимпульса с заданной огибающей. На вход звена формирования радиоимпульса с заданной огибающей (см. рис.9), подаётся сигнал огибающей радиосигнала (в нашем случае трапеция). В колебательном звене формируется гармонический сигнал с несущей частотой wо (в нашем случае 1,11МГц), поэтому на выходе этого звена имеем гармонический сигнал с частотой wо. С выхода колебательного звена сигнал подаётся на сумматор и на звено линии задержки сигнала на Ti (в нашем случае Ti =15 мкс), а с выхода звена задержки сигнал подаётся на фазовращатель (он нужен для того чтобы после окончания импульса отсутствовал радиосигнал на выходе сумматора). После фазовращателя сигнал тоже подаётся на сумматор. На выходе сумматора, наконец, имеем трапецеидальные радиоимпульсы с частотой радиозаполнения wо т.е. сигнал g (t). Рис. 11. Звено формирования когерентной пачки. На вход звена формирования когерентной пачки подаётся сигнал g (t), который представляет собой трапецеидальный радиоимпульс (или последовательность трапецеидальных радиоимпульсов). Далее сигнал идёт на сумматор и на блок задержки, в котором реализуется задержка входного сигнала на период следования импульсов в пачке Tip
умноженный на номер импульса минус единица, т.е. (N-1),
а с выходабока задержки снова на сумматор.
Таким образом, на выходе звена формирования когерентной пачки (т.е. на выходе сумматора) имеем прямоугольную когерентную пачку трапецеидальных радиоимпульсов, что и требовалось реализовать. В ходе работы были проведены соответствующие расчеты и построены графики по ним можно судить о сложности обработки сигналов. Для упрощения математический расчет проводился пакетах MathCAD 7.0 и MathCAD 8.0. Данная работа является необходимой частью учебного курса, чтобы студенты имели представления об особенностях применении различных импульсных радиосигналов в радиолокации, радионавигации и радио телеметрии, а также могли спроектировать оптимальный фильтр тем самым, внеся свой скромный вклад в “борьбе" за информацию. wо
- частота радиозаполнения;
w -
частота
Т, (
t) -
временной сдвиг;
Тi
- длительность радиоимпульса;
Tip
- период следования радиоимпульсов в пачке;
N
- число радиоимпульсов в пачке;
t
- время;
1. Баскаков С.И. "Радиотехнические цепи и сигналы: Учебник для вузов по спец. "Радиотехника"". - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Высш. шк., 1988 - 448 с.: ил. 2. "АНАЛИЗ РАДИОСИГНАЛОВ И РАСЧЁТ ХАРАКТЕРИСТИК ОПТИМАЛЬНЫХ СОГЛАСОВАННЫХ ФИЛЬТРОВ: Методические указания к курсовой работе по курсу "Теория радиотехнических сигналов и цепей""/ Киберниченко В.Г., Дороинский Л.Г., Свердловск: УПИ 1992.40 с. 3. "Усилительные устройства": Учеб: пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1989. - 400 с.: ил. 4. Букингем М. "Шумы в электронных приборах и системах"/ Пер. с англ. - М.: Мир, 1986 Амплитудная модуляция (AM) является наиболее простым и очень распространенным в радиотехнике способом заложения информации в высокочастотное колебание. При AM огибающая амплитуд несущего колебания изменяется по закону, совпадающему с законом изменения передаваемого сообщения, частота же и начальная фаза колебания поддерживаются неизменными. Поэтому для амплитудно-модулированного радиосигнала общее выражение (3.1) можно заменить следующим: Характер огибающей А(t) определяется видом передаваемого сообщения. При непрерывном сообщении (рис. 3.1, а) модулированное колебание приобретает вид, показанный на рис. 3.1, б. Огибающая А(t) совпадает по форме с модулирующей функцией, т. е. с передаваемым сообщением s (t). Рисунок 3.1, б построен в предположении, что постоянная составляющая функции s(t) равна нулю (в противоположном случае амплитуда несущего колебания при модуляции может не совпадать с амплитудой немодулированного колебания). Наибольшее изменение A(t) «вниз» не может быть больше . Изменение же «вверх» может быть в принципе и больше . Основным параметром амплитудно-модулированного колебания является коэффициент модуляции. Рис. 3.1. Модулирующая функция (а) и амплитудно-модулированное колебание (б) Определение этого понятия особенно наглядно для тональной модуляции, когда модулирующая функция является гармоническим колебанием: Огибающую модулированного колебания при этом можно представить в виде где - частота модуляции; - начальная фаза огибающей; - коэффициент пропорциональности; - амплитуда изменения огибающей (рис. 3.2). Рис. 3.2. Колебание, модулированное по по амплитуде гармонической функцией Рис. 3.3. Колебание, модулированное амплитуде импульсной последовательностью Отношение называется коэффициентом модуляции. Таким образом, мгновенное значение модулированного колебания При неискаженной модуляции амплитуда колебания изменяется в пределах от минимальной до максимальной . В соответствии с изменением амплитуды изменяется и средняя за период высокой частоты мощность модулированного колебания. Пикам огибающей соответствует мощность, в (1 4 раз большая мощности несущего колебания. Средняя же за период модуляции мощность пропорциональна среднему квадрату амплитуды A(t): Эта мощность превышает мощность несущего колебания всего лишь в раз. Таким образом, при 100 %-ной модуляции (М = 1) пиковая мощность равна а средняя мощность (через обозначена мощность несущего колебания). Отсюда видно, что обусловленное модуляцией приращение мощности колебания, которое в основном и определяет условия выделения сообщения при приеме, даже при предельной глубине модуляции не превышает половины мощности несущего колебания. При передаче дискретных сообщений, представляющих собой чередование импульсов и пауз (рис. 3.3, а), модулированное колебание имеет вид последовательности радиоимпульсов, изображенных на рис. 3.3, б. При этом имеется в виду, что фазы высокочастотного заполнения в каждом из импульсов такие же, как и при «нарезании» их из одного непрерывного гармонического колебания. Только при этом условии показанную на рис. 3.3, б последовательность радиоимпульсов можно трактовать как колебание, модулированное лишь по амплитуде. Если от импульса к импульсу фаза изменяется, то следует говорить о смешанной амплитудно-угловой модуляции. 1 Классификация видов модуляции, основные характеристики радиосигналов. Для осуществления радиосвязи необходимо каким-то образом изменять один из параметров радиочастотного колебания, называемого несущим, в соответствии с передаваемым низкочастотным сигналом. Это достигается с помощью модуляции радиочастотного колебания. Известно, что гармоническое колебание характеризуется тремя, независимыми параметрами: амплитудой, частотой и фазой. Соответственно различают три основных вида модуляции: Амплитудная, Частотная, Фазовая. Амплитудной модуляцией (АМ) называют такой вид воздействия на несущее колебание, в результате которого его амплитуда изменяется по закону передаваемого (модулирующего) сигнала. Считаем, что модулирующий сигнал имеет вид гармонического колебания с частотой W много меньшей частоты несущего колебания w. В результате модуляции амплитуда напряжения несущего колебания должна изменяться пропорционально напряжению модулирующего сигнала uW (рис. 1): UAM = U + kUWcosWt = U + DUcosWt, (1) где U - амплитуда напряжения несущего радиочастотного колебания; DU=kUW - приращение амплитуды. Уравнение амплитудно-модулированных колебаний, в этом случае, принимает вид UAM = UAM coswt = (U + DUcosWt) coswt = U (1+cosWt) coswt. (2) По такому же закону будет изменяться и ток iAM при модуляции. Величина, характеризующая отношение величины изменения амплитуды колебаний DU к их амплитуде в отсутствии модуляции U, называется коэффициентом (глубиной) модуляции Из этого следует, что максимальная амплитуда колебаний Umax = U + DU = U (1+m) и минимальная амплитуда Umin= U (1-m). Как нетрудно видеть из уравнения (2), в простейшем случае модулированные колебания представляют собой сумму трех колебаний UAM = U(1+ mcosWt)coswt = Ucoswt U/2+ cos(w - W)t U/2+ cos(w + W)t . (4) Первое слагаемое – колебания передатчика в отсутствии модуляции (режим молчания). Вторые – колебания боковых частот. Если модуляция осуществляется сложным низкочастотным сигналом со спектром от Fmin до Fmax , то спектр полученного АМ сигнала имеет вид, изображенный на рис. Занимаемая АМ - сигналом полоса частот Δfс не зависит от m и равна Δfс = 2Fmax . (5) Возникновение колебаний боковых частот при модуляции приводит к необходимости расширения полосы пропускания контуров передатчика (и, соответственно, приемника). Она должна быть где Q - добротность контуров, Df - абсолютная расстройка, Dfк - полоса пропускания контура. На рис. спектральные составляющие, соответствующие нижним модулирующим частотам (Fmin) имеют меньшие ординаты. Это объясняется следующим обстоятельством. У большинства видов сигналов (например, речевых), поступающих на вход передатчика, амплитуды высокочастотных составляющих спектра малы по сравнению с составляющими низких и средних частот. Что касается шумов на входе детектора в приемнике, то их спектральная плотность постоянна в пределах полосы пропускания приемника. В результате коэффициент модуляции и отношение сигнал-шум на входе детектора приемника для высоких частот модулирующего сигнала оказываются малыми. Для увеличения отношения сигнал-шум высокочастотные составляющие модулирующего сигнала при передаче подчеркиваются путем усиления высокочастотных составляющих в большее число раз по сравнению с составляющими низких и средних частот, а при приеме до или после детектора во столько же раз ослабляются. Ослабление высокочастотных составляющих до детектора происходит практически всегда в высокочастотных резонансных цепях приемника. Необходимо отметить, что искусственное подчеркивание верхних модулирующих частот допустимо, пока оно не приводит к перемодуляции (m > 1). В качестве переносчика сообщений используются высокочастотные электромагнитные колебания (радиоволны) соответствующего диапазона, способные распространяться на большие расстояния. Колебание несущей частоты, излучаемое передатчиком, характеризуется: амплитудой, частотой и начальной фазой. В общем случае оно представляется в виде: i = I m sin(ω 0 t + Ψ 0)
, где: i
– мгновенное значение тока несущего колебания; I m
– амплитуда тока несущего колебания; ω 0
– угловая частота несущего колебания; Ψ 0 –
начальная фаза несущего колебания. Первичные сигналы (передаваемое сообщение, преобразованное в электрическую форму), управляющие работой передатчика, могут изменять один из этих параметров. Процесс управления параметрами тока высокой частоты с помощью первичного сигнала, называется модуляцией (амплитудной, частотной, фазовой). Для телеграфных видов передач применяется термин «манипуляция». В радиосвязи, для передачи информации, применяются радиосигналы: радиотелеграфные; радиотелефонные; фототелеграфные; телекодовые; сложные виды сигналов. Радиотелеграфная связь различается: по способу телеграфирования; по способу манипуляции; по применению телеграфных кодов; по способу использования радиоканала. В зависимости от способа и скорости передачи радиотелеграфные связи делятся на ручные и автоматические. При ручной передаче манипуляция осуществляется телеграфным ключом с использованием кода МОРЗЕ. Скорость передачи (при слуховом приеме) составляет 60–100 знаков в минуту.
При автоматической передаче манипуляция осуществляется электромеханическими устройствами, а прием с помощью печатающих аппаратов. Скорость передачи 900–1200 знаков в минуту. По способу использования радиоканала телеграфные передачи подразделяются на одноканальные и многоканальные. По способу манипуляции к наиболее распространенным телеграфным сигналам относятся сигналы с амплитудной манипуляцией (АТ – амплитудный телеграф – А1), с частотной манипуляцией (ЧТ и ДЧТ – частотная телеграфия и двойная частотная телеграфия – F1 и F6), с относительной фазовой манипуляцией (ОФТ – фазовая телеграфия – F9). По применению телеграфных кодов используются телеграфные системы с кодом МОРЗЕ; стартстопные системы с 5-ти и 6-ти значным кодом и другие. Телеграфные сигналы представляют собой последовательность прямоугольных импульсов (посылок) одинаковой или различной длительности. Наименьшая по длительности посылка называется элементарной. Основные параметры телеграфных сигналов: скорость телеграфирования (V)
; частота манипуляции (F)
;ширина спектра (2D f)
. Скорость телеграфирования V
равна количеству элементарных посылок, передаваемых за одну секунду, измеряется в бодах. При скорости телеграфирования 1 бод за 1 с передается одна элементарная посылка. Частота манипуляции F
численно равна половине скорости телеграфирования V
и измеряется в герцах: F= V/2
. Амплитудно-манипулированный телеграфный сигнал
имеет спектр (рис.2.2.1.1), в котором кроме несущей частоты, содержится бесконечное множество частотных составляющих, расположенных по обе стороны от нее, с интервалами равными частоте манипуляции F. На практике для уверенного воспроизведения телеграфного радиосигнала достаточно принять кроме сигнала несущей частоты по три составляющих спектра, расположенных по обе стороны от несущей. Таким образом, ширина спектра амплитудно-манипулированного телеграфного ВЧ сигнала равна 6F. Чем больше частота манипуляции, тем шире спектр ВЧ телеграфного сигнала. Рис. 2.2.1.1. Временное и спектральное представление сигнала АТ При частотной манипуляции
ток в антенне по амплитуде не изменяется, а меняется только частота в соответствии с изменением манипулирующего сигнала. Спектр сигнала ЧТ (ДЧТ) (рис. 2.2.1.2) представляет собой как бы спектр двух (четырех) независимых амплитудно-манипулированных колебаний со своими несущими частотами. Разность между частотой «нажатия» и частотой «отжатия» называется разносом частот, обозначается ∆f
и может находиться в пределах 50 – 2000 Гц (чаще всего 400 – 900 Гц). Ширина спектра сигнала ЧТ составляет 2∆f+3F. Рис.2.2.1.2. Временное и спектральное представление сигнала ЧТ Для повышения пропускной способности радиолинии применяются многоканальные радиотелеграфные системы. В них на одной несущей частоте радиопередатчика, можно передавать одновременно две и более телеграфные программы. Различают системы с частотным уплотнением каналов, с временным разделением каналов и комбинированные системы. Простейшей двухканальной системой является система двойного частотного телеграфирования (ДЧТ). Сигналы, манипулированные по частоте в системе ДЧТ передаются путем изменения несущей частоты передатчика вследствие одновременного воздействия на него сигналов двух телеграфных аппаратов. При этом используется то, что сигналы двух аппаратов, работающих одновременно, могут иметь лишь четыре сочетания передаваемых посылок. При таком способе в любой момент времени излучается сигнал одной частоты, соответствующий определенному сочетанию манипулированных напряжений. В приемном устройстве имеется дешифратор, с помощью которого формируются телеграфные посылки постоянного напряжения по двум каналам. Уплотнение по частоте заключается в том, что частоты отдельных каналов размещаются на различных участках общего диапазона частот и все каналы передаются одновременно. При временном разделении каналов радиолиния предоставляется каждому телеграфному аппарату последовательно с помощью распределителей (рис.2.2.1.3). Рис.2.2.1.3. Многоканальная система с временным разделением каналов Для передачи радиотелефонных сообщений применяются в основном амплитудно-модулированные и частотно-модулированные высокочастотные сигналы. Модулирующий НЧ сигнал представляет собой совокупность большого количества сигналов разных частот, расположенных в некоторой полосе. Ширина спектра стандартного НЧ телефонного сигнала, как правило, занимает полосу 0,3–3,4 кГц. t
U
АТ (t
)
t
U
ЧТ (t
)
а)
б)
τ и
w 0
t
U
мод (t
)
w 2
w 1
в)
г)
t
U
ФТ (t
)
w 0
Реферат
Введение
(0.1)
и при t
= 0 АКФ становится равной энергии сигнала. АКФ обладает простейшими свойствами:
; (0.2)
где ½G
(w
) ½ квадрат модуля спектральной плотности. Поэтому можно оценивать корреляционные свойства сигналов, исходя из распределения их энергии по спектру. Чем шире полоса частот сигнала, тем уже основной лепесток автокорреляционной функции и тем совершеннее сигнал с точки зрения возможности точного измерения момента его начала.
Расчёт акф заданного сигнала
S3(t)
S2(t)
Период следования импульсов в пачке T ip
» 89,286 мкс., поэтому скважность q = T ip
/T i
= 5,952. Для расчёта АКФ воспользуемся формулой (0.1)
и графическим представлением смещённой по времени копии сигнала на примере одного трапецеидального импульса (огибающей). Для этого обратимся к рисунку 2.
Для расчёта главного лепестка АКФ огибающей сигнала (трапеции) рассмотрим три промежутка:S1(t)
имеем функции для главного лепестка АКФ огибающей ko (T) радиоимпульса и АКФ радиоимпульса Ks (T):
Расчёт спектральной плотности и энергетического спектра
Расчёт импульсной реакции и рекомендации к построению согласованного фильтра
При нашем входном сигнале для построения такого фильтра необходимо сначала создать звено формирования одного трапецеидального импульса схема, которого изображена на (рис.9).
Поскольку нам необходимо получить когерентную пачку из 9 трапецеидальных видеоимпульсов то необходимо сигнал g (t) подать на звено формирования такой пачки схема, которой имеет вид как на (рис 10):
Заключение
Перечень условных обозначений
Библиографический список
